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Canal + 1984


Par Steph, publié le

Après de longues recherches sur la toile, je me suis aperçu qu’il était plutôt ardu de trouver des informations sur l’article paru dans la revue Radio-Plans N° 445 du mois de décembre 1984.

En effet ce dernier n’était pas paru car saisi par la justice sur demande de Canal +; ce numéro 445 contenait un article complet sur un modèle fait main de décodeur pour visualiser et écouter en clair la nouvelle chaîne cryptée!

Ayant eu cet article en possession à l'époque, nous avions mis en œuvre un décodeur avec un ami. Même si le fonctionnement n’était pas « parfait », il fonctionnait toutefois pas mal avec juste un petit souci d’accrochage sur les scènes de film les plus sombres (On verra plus loin pourquoi).

 

Présentation

 

Après de longues recherches sur la toile, je me suis aperçu qu’il était plutôt ardu de trouver des informations sur l’article paru dans la revue Radio-Plans N° 445 du mois de décembre 1984.

En effet ce dernier n’était pas paru car saisi par la justice sur demande de Canal +; ce numéro 445 contenait un article complet sur un modèle fait main de décodeur pour visualiser et écouter en clair la nouvelle chaîne cryptée!

Ayant eu cet article en possession à l'époque, nous avions mis en œuvre un décodeur avec un ami. Même si le fonctionnement n’était pas « parfait », il fonctionnait toutefois pas mal avec juste un petit souci d’accrochage sur les scènes de film les plus sombres (On verra plus loin pourquoi).

Le premier décodeur canal +

J’ai donc décidé de récupérer les documents et d’écrire un article, avec des illustrations propres, sur le sujet. Bien entendu, ce décodeur n’a plus aucune utilité, le système de cryptage ayant totalement changé de principe depuis bien longtemps.

Ce qui est plaisant pour les nostalgiques, c’est que ce décodeur est entièrement réalisé à l’aide de composants discrets sans micro-contrôleur et donc sans aucune programmation.

 

A voir aussi, un très bon article sur le codage et le décodage des chaines analogiques de 1984 à 2010...

 

Les solutions retenues

 

L'audio

Le brouillage du son est réalisé par un retournement du spectre de base autour d'une fréquence de modulation déterminée. Cette fréquence de modulation doit être facilement synthétisable dans le décodeur, elle peut être choisie dans un rapport simple avec une fréquence caractéristique du signal vidéo (Fréquence ligne ou fréquence trame).

Dans le principe retenu la fréquence de modulation vaut 12,8 kHz, soit 256 x Fτ (Fτ : Fréquence trame à 50 Hz). La bande passante audio est contenue dans une fourchette de ± 1 dB. A l'émission la porteuse à 12,8 kHz est supprimée et seules les deux bandes latérales, après pré-accentuation à 75 µs sont transmises.

 

La vidéo

La solution de cryptage choisie, pour de multiples raisons dont le coût de réalisation, est : "Le retard double".

La partie vision du signal est affectée ou non d'un ou de deux retards par rapport au signal de synchronisation ligne. Ceci revient à dire que la ligne utile peut débuter à t∘, t∘ +Ƭ ou t∘ +2 Ƭ  avec  Ƭ = 888 ns. La valeur exacte de t∘ n'a que peu d'importance.

 

Les principes de décryptage

 

La partie audio

La figure 1 représente l'allure du spectre audio. Pour le signal décrypté ou non crypté : Partie A du schéma. Pour le signal audio crypté : Bandes latérales B1 & B2. En fait il y a superposition de A & B1, mais les spectres ont été compressés sur le croquis pour une meilleur lisibilité du schéma.

A la réception on récupère sur la prise Peritel, après changement de fréquence dans le tuner VHF ou UHF et démodulation après les amplificateurs FI, les deux bandes latérales B1 & B2.

Notons au passage que la bande audio d'un magnétoscope est insuffisante pour restituer les deux bandes latérales B1 & B2. Il est donc impossible d'enregistrer le son de Canal + crypté et le décrypter ensuite. Ceci est vrai pour le son mais pas pour l'image.

 

 

Spectre audio

 

Figure 1 - Spectre du signal audio

Le synoptique est représenté à la figure 2. On part d'un oscillateur à quartz à 3276,8 kHz, le signal à 12,8 kHz est obtenu par division par 256 de la fréquence de l'oscillateur. La fréquence du quartz est suffisamment stable pour qu'il n'y ait qu'une différence de fréquence extrêmement faible entre la fréquence effectivement obtenue et la fréquence désirée. Par contre il n'y aura aucune relation de phase entre la porteuse à l'émission et la porteuse régénérée à la réception. L'oreille, dans le cas d'émissions monophoniques, étant peu sensible à la phase cette caractéristique de phase n'aura aucune importance.

 

 

Synoptique du décryptage audio

 

Figure 2 - Synoptique du décryptage audio

Le schéma de principe est celui de la figure 3. Le quartz à 3276,8 kHz en réaction sur une porte de type 4584 (6 triggers de Schmitt), constitue l'oscillateur. Le signal est appliqué au circuit 4020 (Compteur binaire à 14 étages), dont la sortie division par 256 est la seule employée ici. A la broche 13 le signal est carré et d'amplitude crête-à-crête égale à 12V. Le filtrage élimine une grande partie des composantes indésirables et on récupère sur l'émetteur de T1 une tension quasi-sinusoïdale. La sous-porteuse régénérée ainsi que le signal audio crypté sont appliqué au modulateur/démodulateur équilibré de type 1496, ce circuit répondant parfaitement au résultat recherché.

le signal audio démodulé est disponible sur les broches 12 & 6 du 1496. En mode asymétrique, une seule porte est utilisée. Un filtre passif élimine les composantes indésirables.

Les résidus de sous-porteuse en sortie pourront être annulées en agissant sur le potentiomètre R18.

La représentation de l'embase Péritel montre la manière de raccorder le décrypteur au téléviseur. Pour que le signal traverse le 1496, le niveau de tension sur la broche 8 de la Péritel (Commutation lente) doit être à un potentiel compris entre 10 & 12V.

 

 

Schéma de principe audio

 

Figure 3 - Schéma de principe du décryptage audio

 

La partie vidéo

Si l'on référence le début de la ligne au front descendant du top de synchro ligne, le signal vidéo peut débuter aux trois instants suivants : t∘, t∘ +Ƭ ou t∘ +2 Ƭ avec  Ƭ = 888 ns. La figure 4 montre d'une manière sommaire mais explicite, l'aspect de l'image cryptée.

Le cryptage concerne les lignes 24 à 309 incluses et 336 à 621 incluses, donc 572 lignes au total. Si le cryptage était cyclique sur une trame, le code correspondant serait trop simple à obtenir : une exploration ligne par ligne de la trame aurait donné une suite de 572 chiffres compris en 0 & 2. Une simple mémoire 572 x 2 bits aurait alors suffit pour rétablir l'ordre. Imaginons que comme dans le cas de la figure 4 que la ligne 4 soit affectée d'un retard, on ajoute un retard supplémentaire. Pour la ligne n + 1, deux retards : 0 ajouté; n + 2, 1 retard : 1 ajouté; n + 3, 0 retard : 2 ajoutés et ainsi de suite...

De cette manière toutes les lignes commencent au même endroit avec 2 retards. En principe cette restitution signifie qu'il existe entre le bord gauche de l'écran et le bord gauche de l'image un écart d'environ 2 cm non utilisable. En fait il y a un léger sur-balayage (Temps de balayage du spot de gauche à droite de l'écran) plus court que la durée du signal vidéo utile : 52 µs. De fait le défaut n’apparaît pas sur un téléviseur classique.

C'eût été trop facile si une simple observation avait débouché sur la connaissance de la séquence. Cette fréquence aurait pu être mise en mémoire 572 x 2 bits et l'opération répétée chaque mois.

Pour compliquer les choses la séquence ne concerne pas seulement deux trames complètes, mais trois images consécutives, soit 6 trames au total. La séquence à trouver ne comporte donc plus 572 chiffres mais 1716 compris entre 0 & 2. La scrutation ligne par ligne est exclue à moins de concevoir un procédé automatique...

 

 

Aspect de l'image cryptée

 

Figure 4 Aspect de l'image cryptée & décryptée

 

Sans connaissance des polynômes générateurs de fonctions pseudo-aléatoires, il n'existe qu'une solution purement analogique fonctionnant quelque soit la clé de chiffrement.

Le synoptique de la figure 5 représente une solution qui ne donne pas satisfaction à 100% mais qui permet au moins de visualiser une émission. Le principe en est simple : détecter le début de l'image, déterminer le retard 0, 1 ou 2 et le compresser en traversant respectivement deux, une ou zéro lignes à retard de 888 ns. Seule la partie vidéo utile de 52 µs sera ou non décalée temporellement.

Dans tous les cas les signaux de synchronisation et les salves d'authentification traversent le décrypteur sans être retardées. En effet il est important de ne perturber ni la synchronisation, ni le fonctionnement des circuits d'identification ligne du téléviseur. Donc apparemment rien de bien compliqué ni d'extraordinaire mais une analyse plus poussée révèle quelques difficultés :

  • Quelles lignes à retard employer ? 888 ns ne correspond à aucune valeur normalisée et est difficile à obtenir par association d'une ou plusieurs lignes à constantes réparties. Le meilleur compromit est obtenu avec une ligne à retard de 470 ns et une autre de 390 ns, ce qui fait 860 ns et génère donc une erreur de 28 ns... Sur un tube de 14 ” la vitesse de balayage horizontale du spot vaut 8 mm / µs. L'erreur de 28 ns se traduit donc par un décalage de 2/10ème de millimètre, valeur raisonnable mais légèrement gênante.
  • Autre phénomène beaucoup plus désagréable, ces lignes sont couramment employées dans les circuits de luminance des téléviseurs couleurs. Or, dans ce cas, elles ne doivent affecter ni le signal de luminance ni le signal de chrominance. Leur emploi nécessite donc une amplification et une pré-accentuation compensant respectivement perte d'insertion et manque de bande passante. Heureusement les rotations de phase entre 4 & 5 MHz ne semblent pas gênantes, en tous cas pas suffisamment pour altérer les signaux de chrominance.

 

 

Synoptique du décryptage vidéo

 

Figure 5 - Synoptique du décryptage vidéo

 

A cette première solution, on préfère des lignes CCD (Lignes dites a transfert de charge) symbolisées au synoptique de la figure 5 par R1 & R2. Il s'agit de circuits TDA 4560. Dans ce cas, la bande passante est juste suffisante et le retard peut même être ajusté à 888 ns, mais 880 ns donnent de bons résultats et correspond à une erreur de 6/100ème de millimètre.

Les deux lignes sont en cascade, un amplificateur et un circuit de clamp intercalés entre elles. Pour récupérer les signaux vidéo retardés ou non, on doit employer deux autres amplificateurs et circuits de clamp; le premier placé directement à l'entrée vidéo cryptée et le second après la deuxième ligne à retard. Cette configuration peut être adoptée, même si l'on emploie des lignes à constantes réparties associées à leurs circuits de pré-accentuation.

Les signaux présents à la sortie de chaque amplificateur correspondent au signal vidéo : retardé de 2 Ƭ, retardé de Ƭ, non retardé. Ils sont envoyés au commutateur 3 entrées / 1 sortie et attaque le téléviseur via une interface de sortie (Amplificateur et adaptateur éventuels). Il ne reste plus qu'à actionner le commutateur en appliquant le principe suivant :

  • Ne pas retarder le top de synchronisation ligne et la salve d'identification.
  • Retarder le signal de ligne utile de 2 Ƭ, si celui-ci n'est pas retardé à l'émission.
  • Retarder le signal utile de Ƭ, si celui-ci est retardé de Ƭ à l'émission.
  • Ne pas retarder le signal de ligne utile, si celui-ci est retardé de 2 Ƭ à l'émission.

Ce travail est confié au système de détection d'image associé aux blocs de génération des fenêtres et de tri des tops de synchronisation représentés à la figure 5.

A la lecture des diagrammes des temps de la figure 6, le fonctionnement apparaît évident. Le bloc de tri des tops de synchronisation délivre trois informations :

  • Un signal à la fréquence trame non employé dans la circuiterie, mais utile pour synchroniser un oscilloscope à la mise au point.
  • Un signal à la fréquence ligne dit Li de 6,6 µs de largeur.
  • Un signal à la fréquence ligne dit SC (Sandcastle) 4 µs de largeur.

 

 

Diagramme des temps

 

Figure 6 - Diagramme des temps

 

La séquence de fonctionnement se déroule de la manière suivante : à la fin d'une ligne le signal Li repositionne les deux lignes de commande du commutateur au niveau bas et le signal vidéo traverse le décrypteur sans être retardé. Le signal de début d'image SI fait son apparition dans une des périodes suivantes : R, R1 ou R2. Si le signal de début d'image arrive pendant R0 ou R1, la logique actionne la ligne de commande correspondante au commutateur. En cas d'arrivée pendant R2 aucune modification, donc aucun retard. L'impulsion SC est en outre employée pour réaligner (Clamper) le signal vidéo, signal non retardé ou signal retardé de 1 à 2 Ƭ; elle assure aussi le bon fonctionnement du circuit de détection de début d'image.

Le schéma de principe est séparé en deux parties :

  • La première, représentée par la figure 7, traite de la commutation, des retards, des circuits de réalignement et du positionnement des fenêtres délimitant R0 et R1.
  • La seconde, représentée à la figure 8, ne concerne que la détection du signal de début d'image SI.

 

Tri, retard, réalignement & commutation

Le schéma correspondant à ces divers sous-ensembles est représenté à la figure 7. Le signal vidéo crypté issu de la prise Péritel du téléviseur attaque simultanément un circuit de retard IC12 et un circuit amplificateur et réalignement IC14. Le signal réaligné attaque lui les circuits de tri des tops de synchronisation IC11 et le circuit de détection de début d'image.  

 

Le circuit de tri des tops de synchronisation

C'est un classique TDA 2593 (Synchronisation et déflexion horizontale pour téléviseur couleurs) qui a fait ses preuves et fonctionne sans problème. On peut simplement lui reprocher de nécessiter de nombreux composants périphériques. Le signal issu de IC14 étant clampé, l'attaque du transistor T8 peut être effectuée en continu, ceci constitue la seule originalité. On récupère le signal vidéo-composite inversé sur le collecteur de T8; signal sensiblement égal à 3 V crête-à-crête.

La borne 4 est connectée au pôle positif de l'alimentation, on sélectionne ainsi une largeur d'impulsion horizontale de 7 µs (Mesurée : 6,6 µs). L'impulsion de retour ligne n'étant pas utilisée et l'entrée correspondante (Impulsion ligne) devant être en phase avec le front descendant du top de synchro contenu dans le signal vidéo, on connecte la borne 5 au 0 V. Les autres composants annexes sont câblés traditionnellement. On récupère l'impulsion LI sur la borne 3 et sur la borne 7 et l'impulsion Sandcastle dite SC durant 4 µs et commençant avec le front montant du top de synchro contenu dans le signal vidéocomposite. Ce même signal SC est utilisé pour les circuits de réalignement. Les signaux sont clampés au niveau de suppression. En toute rigueur, on devrait clamper le signal non retardé par SC, le signal retardé de Ƭ par SC retardé de Ƭ, et le signal retardé de 2 Ƭ par SC de 2 Ƭ. La complexité du schéma serait trop accrue et l'expérience à montre que cette précaution est superflue.

 

Les circuits de réalignement (clamp)

Trois circuits identique IC14, IC15 et IC16 sont affectés à la mise à niveau des signaux non retardés, retardés de Ƭ ou de 2 Ƭ. Il s'agit de classiques TBA 970 (Amplificateur vidéo).

Les potentiomètres connectés entre les broches 7 et 0 V agissent sur le gain donc sur le contraste et les potentiomètres connectés entre les broches 12 et le 0 V sur le décalage de la tension continue correspondant au niveau de suppression, soit un réglage de luminosité. Pendant la durée de l'impulsion SC, impulsion de clamp dans ce cas, le niveau de suppression du signal d'entrée est mesuré et stocké dans le condensateur connecté entre la broche 13 et le 0 V.

Le signal de sortie résulte de la soustraction du niveau stocké au signal d'entrée, le tout pouvant être décalé par le potentiomètre connecté entre la borne 12 et le 0V.

 

Le commutateur et son interface de sortie

Les trois signaux vidéo sont aiguillés vers le commutateur IC17 de type 4053 (Multiplexeur / démultiplexeur analogique).

Le signal non retardé est injecté à la broche 1, le signal retardé de Ƭ à la broche 3 et le signal retardé de 2 Ƭ à la broche 2. Un seul interrupteur est en service pendant chaque durée de ligne utile.

Ces trois interrupteurs sont commandés par les niveaux appliqués aux broches 9 & 10. On a respectivement :

  • 00 : Choix du signal non retardé.
  • 10 : Choix du signal retardé de 2 Ƭ.
  • 01 : Choix du signal retardé de Ƭ.

Le signal de sortie, un des trois signaux précédents, est disponible à la broche 4 de IC17. La résistance interne du commutateur est telle qu'il est impossible de charger cette sortie par 75 Ω, une interface s'impose. Bien qu'un étage à transistor puisse suffire on a préféré un montage à amplificateur opérationnel : gain et décalage de la tension de sortie peuvent éventuellement être facilement ajustés. Cet interface peut aisément débiter sur une charge de 75 Ω, voir deux (Téléviseur et magnétoscope en parallèle).

 

Les circuits de retards

Comme annoncé précédemment il s'agit de deux circuits à couplage de charge CCD. Le retard fixé de manière interne est fonction de la polarisation appliquée à la broche 15 : 880 ns pour une tension comprise entre 9,5 V & 12 V. Le retard peut être facilement ajusté à 888 ns en remplaçant la résistance fixe de 1 kΩ, connectée entre la broche 14 et le 0 V, par un modèle ajustable.

 

Le positionnement des fenêtres

Le positionnement des fenêtres R0 et R1 est assuré par un des monostables de IC20 et la largeur de chaque fenêtre par le second monostable de IC20 et un des monostable de IC21. La largeur de chaque fenêtre doit être proche de 880 ns sans jamais dépasser cette valeur : 800 ns est un bon choix.

Chaque créneau délimitant les fenêtres R0 et R1 est associé au signal de début d'image SI pour actionner la double bascule D, IC19. L'une l'autre ou chacune des sorties des deux bascules passe au niveau 1 au début de l'image et le reste jusqu'à l'impulsion de remise à zéro Li. Ces deux bascules valident le retard pendant toute la durée de la figure 6.

Toute cette circuiterie ne pose aucun problème et le bon fonctionnement est assuré à la seule condition qu'elle reçoive le signal de début d'image SI au moment adéquat.

 

 

Schéma vidéo : Tri, retard, réalignement et commutation

 

Figure 7 - Schéma vidéo : tri - retard - réalignement - commutation

 

La détection du début d'image 

Cette détection fait l'objet du schéma de la figure 8. Les circuits assurant la détection reçoivent le signal vidéo crypté et clampé et le signal SC. Le signal vidéo est préalablement débarrassé de ces composantes de chrominance grâce aux étages T3 & T4 qui constituent un filtre passe-bas d'ordre 4. Il est ensuite amplifié par IC4 avec un gain de l'ordre de 5. Cet amplificateur limite aussi la bande passante et malheureusement augmente donc le temps de remontée des signaux.

On compte en effet détecter le début d'image en détectant le passage du niveau de suppression au niveau du noir. La différence de niveau étant fixée à 3% de l'amplitude crête-à-crête du signal vidéocomposite, soit après amplification par 5 détecter 150 mV, ce qui de devrait poser aucun problème majeur. Mais en fait TDF ne respecte pas la norme en ce qui concerne ces niveaux qui sont bien inférieurs à ce que l'on peut attendre...

Pour se placer dans les meilleurs conditions possibles on échantillonne le niveau du signal vidéocomposite pendant le temps ou le niveau de suppression est établi. Cet échantillonnage est assuré par le quadruple inverseur 4016 qui charge le condensateur C28 pendant les 4 µs de durée de SC. On compare finalement le signal vidéocomposite amplifié et filtré avec ce niveau continu représentatif du niveau de suppression. R46 permet de se placer juste au dessus du seuil du comparateur IC5.

L'excursion de l'impulsion de sortie du comparateur vaut 6 V et est comprise entre +6 V et +12 V. L'étage bâti autour de T5 transforme cette impulsion en +12 V - 0 V. L'impulsion de début d'image est calibrée par un des monostables de IC9. En sortie la largeur de cette impulsion n'a pas d'importance puisque seul le front montant a une action sur la double bascule D.

L'impulsion de début d'image SI n'est validé que si elle a lieu au début de la ligne pendant un laps de temps défini par la fin de l'impulsion SC et la constante du deuxième monostable de IC9. Ce mécanisme évite un re-déclenchement, donc un changement du retard au milieu d'une ligne déjà traitée.

 

 

Schéma vidéo : détection de début d'image

 

Figure 8 - Schéma vidéo : détection du début d'image

 

La prise Péritel

 

La prise "Péritélévison" dite "Peritel" par abus de langage (C'est une marque), est le connecteur d'interface entre le décrypteur et le téléviseur. On trouvera le schéma de raccordement à la figure 9.

 

 

Câblage de la prise Péritélévision

 

Figure 9 - Le câblage de la prise Péritélévison.

 

Les réglages

 

Le son

Le seul réglage en fonctionnement consiste à ajuster R19 pour éliminer le signal à 12,8 kHz , susceptible de traverser les différents filtres. Ce réglage sera fait à l'oscilloscope ou tout simplement à l'oreille ☺.

 

L'image

Appliquer sur l'entrée un signal vidéo crypté ou non.

Régler R57 pour avoir le niveau de suppression à environ 1,4 V.

Régler R55 pour avoir une amplification du signal vidéo de 1 Vpp au minimum.

Régler R77 pour obtenir le verrouillage du PLL du TDA 2593. Pour cette opération visualiser les tops de synchro trame, et grâce à R77 amener la période du signal de synchro trame au voisinage de 20 ms.

Dés que l'on approche suffisamment prés il y a capture et ensuite verrouillage. Envoyer le signal de synchro trame vers l'entrée synchro extérieure de l'oscilloscope, base de temps A. Envoyer le signal LI vers l'entrée synchro extérieure, base de temps B. Se positionner en mode B retardé par A.

  • A : 2 ms / div.
  • B : 20 µs / div à 1 µs / div (Suivant le signal à observer).  

Régler R61 pour placer le niveau de suppression du signal retardé de Ƭ à environ 1,4 V. Broches 1 & 15 de IC15.

Régler R59 pour pour placer le niveau de suppression du signal retardé de 2 Ƭ à environ 1,4 V. Broches 1 & 15 de IC16.

Régler R63 pour ajuster l'amplitude du signal vidéocomposite à 1 Vcc. Broches 1 & 15 de IC15.

Placer R46 au minimum de résistance.

Agir sur R84 pour obtenir une image nette.

Augmenter très peu la valeur de R46 pour améliorer la détection.

 

Les nomenclatures

 

Audio

Résistances Condensateurs Composants actifs Autres...
R1 : 4,7MΩ - 1/4W C1 : 15pF IC1 : CD 4584 Q1 : Quartz 3276,8KHz
R2 : 1KΩ - 1/4W C2 : 15pF IC2 : CD 4020  
R3 : 1KΩ - 1/4W C3 : 3,3nF IC3 : MC 1496 Autre : Fiche Péritel
R4 : 15KΩ - 1/4W C4 : 1nF    
R5 : 18KΩ - 1/4W C5 : 3,3nF T1 : 2N 2222 R18 : 47KΩ ajustable
R6 : 12KΩ - 1/4W C6 : 220pF T2 : 2N 2222  
R7 : 12KΩ - 1/4W C7 : 0,1µF    
R8 : 1KΩ - 1/4W C8 : 3,3µF    
R9 : 10KΩ - 1/4W C9 : 3,3µF    
R10 : 1,2KΩ - 1/4W C10 : 3,3nF    
R11 : 100Ω - 1/4W C11 : 3,3nF    
R12 : 10KΩ - 1/4W C12 : 3,3nF    
R13 : 3,3KΩ - 1/4W C13 : 1nF    
R14 : 1KΩ - 1/4W C14 : 0,1µF    
R15 : 1KΩ - 1/4W C15 : 10µF/16V    
R16 : 1KΩ - 1/4W      
R17 : 820Ω - 1/4W      
R19 : 3,3KΩ - 1/4W      
R20 : 1KΩ - 1/4W      
R21 : 12KΩ - 1/4W      
R22 : 12KΩ - 1/4W      
R23 : 12KΩ - 1/4W      
       

Commutation vidéo

Résistances Condensateurs Composants actifs Autres...
R50 : 15KΩ - 1/4W C30 : 0,33µF - MKH IC11 : TDA 2593 R56 : 4,7KΩ ajustable
R51 : 15KΩ - 1/4W C31 : 0,33µF - MKH IC12 : TDA 4560 R57 : 22KΩ ajustable
R52 : 1KΩ - 1/4W C32 : 1µF/16V IC13 : TDA 4560 R59 : 4,7KΩ ajustable
R53 : 1KΩ - 1/4W C33 : 1µF/16V IC14 : TBA 970 R61 : 22KΩ ajustable
R54 : 6,8KΩ - 1/4W C34 : 1µF/16V IC15 : TBA 970 R63 : 4,7KΩ ajustable
R55 : 27KΩ - 1/4W C35 : 1µF/16V IC16 : TBA 970 R65 : 22KΩ ajustable
R58 : 6,8KΩ - 1/4W C36 : 1µF/16V IC17 : HEF 4053 R77 : 47KΩ ajustable
R60 : 27KΩ - 1/4W C37 : 1µF/16V IC18 : CD4020 R84 : 22KΩ ajustable
R62 : 6,8KΩ - 1/4W C38 : 0,47µF IC19 : CD 4013  
R64 : 27KΩ - 1/4W C39 : 0,47µF - MKH IC20 : CD 4528  
R66 : 75Ω - 1/4W C40 : 0,47µF IC21 : CD 4528  
R67 : 27KΩ - 1/4W C41 : 10µF/10V    
R68 : 470Ω - 1/4W C42 : 10µF/10V T6 : 2N 3906  
R69 : 100Ω - 1/4W C43 : 10µF/10V T7 : 2N 3904  
R70 : 1,5KΩ - 1/4W C44 : 470pF T8 : 2N 3904  
R71 : 33KΩ - 1/4W C45 : 100pF    
R72 : 10KΩ - 1/4W C46 : 0,47µF - MKH D1 : 1N 4148  
R73 : 3,3KΩ - 1/4W C47 : 0,47µF - MKH D2 : 1N 4148  
R74 : 2,2MΩ - 1/4W C48 : 10nF - MKH    
R75 : 2,2MΩ - 1/4W C49 : 47µF/16V    
R76 : 22Ω - 1/4W C50 : 10nF - MKH    
R78 : 120KΩ - 1/4W C51 : 4,7µF    
R79 : 12KΩ - 1/4W C52 : 0,47µF    
R80 : 82KΩ - 1/4W C53 : 0,1µF    
R81 : 1,2KΩ - 1/4W C54 : 100pF    
R82 : 3,3KΩ - 1/4W C55 : 4,7nF    
R85 : 5,6KΩ - 1/4W C56 : 100pF    
R86 : 5,6KΩ - 1/4W C57 : 10µF/10VF    
R87 : 15KΩ - 1/4W C58 : 47µF/16V    
R88 : 1,2KΩ - 1/4W C59 : 0,1µF    
R89 : 1,2KΩ - 1/4W C60 : 22nF    
R90 : 100Ω - 1/4W C61 : 22nF    
R91 : 3,3KΩ - 1/4W      
R92 : 3,3KΩ - 1/4W      
R93 : 10Ω - 1/4W      
R94 : 10Ω - 1/4W      
       

Début d'image vidéo

Résistances Condensateurs Composants actifs Autres...
R24 : 100Ω - 1/4W C16 : 0,1µF IC4 : LF 357 R33 : 4,7KΩ ajustable
R25 : 8,2KΩ - 1/4W C17 : 47µF/16V IC5 : LM 360 R46 : 47KΩ ajustable
R26 : 10KΩ - 1/4W C18 : 0,1µF IC6 : TL 071  
R27 : 1KΩ - 1/4W C19 : 47µF/16V IC7 : CD 4016 Autre : Diss. T0220
R28 : 1KΩ - 1/4W C20 : 22µF/10V IC8 : TL 071  
R29 : 10KΩ - 1/4W C21 : 4,7pF IC9 : CD 4528  
R30 : 1KΩ - 1/4W C22 : 82pF IC10 : LM 317  
R31 : 1KΩ - 1/4W C23 : 33pF    
R32 : 10KΩ - 1/4W C24 : 100pF T3 : 2N 3904  
R34 : 150Ω - 1/4W C25 : 22µF/10V T4 : 2N 3904  
R35 : 33KΩ - 1/4W C26 : 330pF T5 : 2N 3906  
R36 : 680KΩ - 1/4W C27 : 1nF    
R37 : 680KΩ - 1/4W C28 : 1,5nF - MKH    
R38 : 1KΩ - 1/4W C29 : 10pF    
R39 : 4,7KΩ - 1/4W C38 : 0,47µF    
R40 : 2,2KΩ - 1/4W C39 : 0,47µF - MKH    
R41 : 1KΩ - 1/4W C40 : 0,47µF    
R42 : 27KΩ - 1/4W C41 : 10µF/16V    
R43 : 5,6KΩ - 1/4W C42 : 10µF/16V    
R44 : 12KΩ - 1/4W C43 : 10µF/16V    
R45 : 12KΩ - 1/4W C44 : 470pF    
R47 : 150KΩ - 1/4W C45 : 100pF    
R48 : 820Ω - 1/4W C46 : 0,47µF - MKH    
R49 : 220Ω - 1/4W      
       

A voir aussi, un très bon article sur le codage et le décodage des chaines analogiques de 1984 à 2010... 


Publié par Steph le : 17/11/2017 & mis à jour le : 02/01/2018
Mots-clefs : CANAL+

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